Chapter 17

응용과 기술 선택

앞의 열여섯 장은 스위치 하나를 재료에서 수명까지 따라갔다. 현실에서 그 스위치는 휴대폰 충전기, 서버 전원, 전기차 인버터, 태양광 인버터, 해저 HVDC 케이블 끝의 변환소에 들어간다. 응용마다 전압, 전력, 스위칭 주파수, 수명, 가격의 요구가 다르고, 그래서 답이 되는 소자도 다르다. 이 장은 대표 응용을 하나씩 계산한다. 주행 사이클을 따라 인버터 손실을 적분해 SiC가 주행 거리를 몇 % 늘리는지, 사양 점 하나에서 Si·SiC·GaN 중 무엇이 싼지, 소자 값이 오른 만큼 배터리·냉각에서 돌려받는지, 태양광 인버터의 가중 효율과 발전량, 데이터센터 전원 사슬의 효율 곱, GaN 충전기를 작게 만드는 주파수의 한계, MMC 변환소에 서브모듈이 몇 개 필요한지를 직접 돌려 본다. 마지막으로 SiC 기판 공급망과 Ga₂O₃·다이아몬드·수직 GaN 같은 다음 세대 소재를 바리가 지수와 열로 비교한다.

응용별 전압·전력·주파수 범위와 그에 맞는 소자(Si MOSFET·슈퍼정션·IGBT·SiC·GaN·사이리스터)를 지도 위에 놓고 설명할 수 있다.
주행 사이클 → 휠 동력 → 모터 전류 → 인버터 손실 적분으로 SiC와 Si IGBT의 전비·주행 거리 차이를 계산하고, 400 V와 800 V 플랫폼의 차이를 전류·충전 시간으로 설명한다.
스위칭 주파수·전압·전력 사양에서 다이 면적을 최적화한 손실·비용 지표로 소자를 고르고, 소자 단가 상승과 수동 소자·냉각·배터리 절감을 저울질한다.
태양광 인버터의 유럽·CEC 가중 효율, 데이터센터 48 V 사슬의 단계별 효율 곱, GaN 충전기의 주파수-부피 트레이드오프를 계산한다.
HVDC MMC의 서브모듈 수와 계단 파형 고조파, 사이리스터 직렬 밸브의 전압 분담을 계산하고, 다음 세대 소재의 장단점을 바리가 지수와 열전도로 비교한다.

전력 반도체 응용 지도

전력 반도체의 응용은 얼마나 높은 전압을 막아야 하는가와 얼마나 큰 전력을 다루는가, 그리고 얼마나 빨리 스위칭해야 하는가로 갈린다(1장의 지도). 정격 전압은 보통 버스 전압의 약 1.5–2배다. 400 V 버스에는 600–750 V 소자, 800 V 버스에는 1200 V 소자, 1500 V 태양광 버스에는 2000 V 소자나 3레벨 회로의 1200 V 소자를 쓴다. 남는 여유는 턴오프 오버슈트 $L_\sigma \, di/dt$ (10장)와 우주선 고장률을 낮추는 전압 디레이팅(16장)에 쓰인다.

응용	전력	버스 / 소자 정격	스위칭 주파수	주된 소자 (추세)	무엇이 가장 중요한가
휴대폰·노트북 충전기	20–240 W	AC 정류 ~370 V / 650–700 V	100 kHz – 1 MHz	Si 슈퍼정션 → GaN HEMT	부피(W/cm³), 대기 전력
서버·통신 PSU	1–5 kW	PFC 400 V / 650 V	65–300 kHz	SJ + SiC 다이오드 → 토템폴 GaN·SiC	80 PLUS 효율, 전력 밀도
48 V 중간 버스 변환(IBC)·VRM	0.5–3 kW	48 V / 80–100 V, 12 V / 25–30 V	0.3–1 MHz	Si 트렌치 MOSFET → GaN	효율, 높이, 과도 응답
전기차 트랙션 인버터	100–300 kW	400 V / 650–750 V, 800 V / 1200 V	8–20 kHz	Si IGBT → SiC MOSFET	주행 사이클 효율, 부피, 수명
OBC·LDC	3–22 kW	400–800 V / 650–1200 V	65–500 kHz	SiC, GaN(PFC)	밀도, 양방향(V2G)
DC 급속 충전기	50–400 kW	200–1000 V 출력 / 1200 V	20–100 kHz	SiC 모듈	효율·크기, 넓은 출력 전압
태양광 인버터·ESS PCS	3 kW – 5 MW	1000–1500 V / 1200–2000 V	10–50 kHz	IGBT 3레벨 → SiC	가중 효율, 발전량, 25년 수명
산업용 모터 드라이브	1 kW – 1 MW	400–690 VAC / 1200–1700 V	2–16 kHz	Si IGBT (SiC 일부)	단가, 단락 견고성, 신뢰성
풍력·철도 견인	1–15 MW	1–3.6 kV / 1.7–6.5 kV	0.5–3 kHz	고전압 IGBT (3.3 kV SiC 시작)	신뢰성, 우주선 고장률, 무게
HVDC 송전	0.5–3 GW	±320 – ±800 kV / 4.5 kV IGBT, 8.5 kV 사이리스터 직렬	50/60 Hz – 수백 Hz	사이리스터(LCC), IGBT(MMC)	손실, 가용률, 직렬 균압

그림 17-1. 시스템 전력–소자 정격 전압 평면 위의 응용(점)과 소자 영역(색 띠). 영역 경계는 기술적 한계가 아니라 오늘의 경제적 선택이다. GaN은 650 V 이하·수 kW 이하의 고주파 영역, SiC는 650–3300 V·kW–MW 영역에서 IGBT 영역을 잠식하고 있다. HVDC는 소자 하나가 아니라 수백 개를 직렬로 쌓는다(점의 높이는 소자 하나의 정격).

이 지도에서 소자를 가르는 물리는 이미 다 나왔다. 단극 소자의 온저항은 $R_{on,sp} \propto BV^{2.5}/(\varepsilon \mu E_c^3)$ 로 전압과 함께 가파르게 커지므로(2장, 3장) 고전압 Si는 전도도 변조를 쓰는 IGBT가 맡는다(7장). 대신 IGBT는 꼬리 전류 때문에 수십 kHz 위로 못 올라간다. 넓은 밴드갭 SiC는 1200 V에서도 단극 소자로 남아 빠르고(8장), GaN은 측면 소자라 전압이 650 V 근처에서 막히지만 전하가 작아 MHz까지 간다(9장). 이 장의 나머지는 이 문장들을 숫자로 바꾸는 일이다.

전기차 트랙션 인버터: 주행 사이클로 본 SiC

트랙션 인버터는 배터리의 직류를 3상 교류로 바꿔 모터를 돌리고, 감속할 때는 회생 제동으로 거꾸로 배터리를 충전한다(13장). 데이터시트의 "피크 효율 99 %"는 한 점일 뿐이다. 실제 주행은 대부분 낮은 토크·중간 속도의 경부하에서 이루어지고, 이 영역에서는 IGBT의 무릎 전압 $V_{CE0}$ 와 스위칭 손실이 상대적으로 크다. SiC MOSFET은 무릎 전압이 없고(저항성 $I^2R$ ), 스위칭 에너지가 IGBT의 약 1/5이라 경부하에서 차이가 더 벌어진다. 그래서 SiC의 이득은 주행 사이클 전체를 적분해야 보인다.

그림 17-2. 전기차의 전력 전자 장치. 주황 화살표가 전력 흐름(점선은 회생 제동). PW-800 플랫폼의 숫자를 붙였다. 트랙션 인버터가 전력과 손실 에너지 모두 가장 크고, OBC·LDC·급속 충전기는 같은 소자 기술을 다른 주파수·전력으로 쓴다.

아래 시뮬레이터는 WLTP와 비슷한 모양으로 만든 속도 궤적(저속·중속·고속·초고속 네 구간, 약 27분·22 km)을 1초 간격으로 적분한다. 각 초의 휠 동력은 관성·공기 저항·구름 저항의 합이다.

P_{wheel} = \left( m_{eq}\,a + \tfrac{1}{2}\rho C_d A\,v^2 + m g C_{rr} \right) v, \qquad T_m = \frac{P_{wheel}}{\eta_g\,\omega_m}, \qquad \omega_m = \frac{G\,v}{r_w}

여기서

m_{eq} = 1.05m

(회전 관성 포함),

m

= 2100 kg,

C_dA

= 0.62 m²,

C_{rr}

= 0.009, 기어비

G

= 9, 바퀴 반지름

r_w

= 0.34 m, 기어 효율

\eta_g

= 0.97. 회생은 휠에서 최대 80 kW까지, 그 이상은 기계식 브레이크가 맡는다. 모터 상전류는 토크에 비례(

I_{rms} \approx 10 + 440\,|T_m|/350

A, 고속에서 약계자 전류 추가)하고, 400 V 플랫폼은 같은 모터를 감은 수만 반으로 해 같은 토크에 전류가 두 배다.

인버터 손실은 13장의 평균 모델을 쓴다. SiC는 동기 정류로 전류가 언제나 채널을 흐르므로 $P_{cond} = 3 I_{rms}^2 R_{DS(on)}$ , IGBT는 IGBT와 다이오드 중 하나가 늘 전류를 나르므로 $P_{cond} = 3\,(V_0 \bar{|i|} + r I_{rms}^2)$ , $\bar{|i|} = 2\sqrt{2} I_{rms}/\pi$ 다. 스위칭 손실은 전류·전압에 비례하는 스위칭 에너지를 기본파 주기로 평균한다.

P_{sw} = \frac{6}{\pi}\, f_{sw}\, E_{ref} \,\frac{\hat{I}}{I_{ref}}\,\frac{V_{dc}}{V_{ref}}, \qquad E_{ref} = E_{on}+E_{off}+E_{rr}\ \text{(800 V, 400 A)}

PW-800 값: SiC

E_{ref}

≈ 12 + 8 + 1 = 21 mJ,

R_{DS(on)}

≈ 2.8 mΩ(약 125 °C), 10 kHz. Si IGBT

E_{ref}

≈ 40 + 45 + 25 = 110 mJ,

V_0

= 0.9 V,

r

= 2.0 mΩ, 8 kHz. 400 V 플랫폼은 750 V급 소자(SiC 1.5 mΩ, IGBT

V_0

0.8 V·1.0 mΩ, 스위칭 에너지 계수 0.7–0.75)로 바꾼다. 게이트 구동·제어 고정 손실 30 W, 보조 부하 300 W.

SIMULATOR

주행 사이클 에너지: SiC vs Si IGBT 인버터

주행 사이클

배터리 전압

SiC 스위칭 주파수 차량 질량 사용 가능 배터리

거리 · 평균 속도—

전비 SiC / IGBT—

사이클 인버터 효율—

주행 거리 SiC / IGBT—

SiC 주행 거리 이득—

위 그래프는 속도(파랑), 아래는 누적 인버터 손실 에너지(SiC 초록, IGBT 회색)다. 해볼 것: ① WLTP형에서 SiC 이득은 약 5 % 안팎이다. ② 도심 사이클은 경부하·정지-출발이 많아 이득이 10 %를 넘는다(이 단순 모델은 경부하 IGBT 손실을 다소 크게 잡아 약 15 %가 나온다). 고속도로 정속 주행은 전류가 크고 고르게 흘러 약 2 %로 줄어든다. ③ SiC 주파수를 40 kHz로 올려도 손실은 IGBT보다 작다. 실제로는 모터 철손·전류 리플이 줄어드는 이득과 dv/dt에 의한 모터 절연·베어링 전류 부담(13장)이 함께 온다. ④ 800 V와 400 V는 인버터 효율이 거의 같다. 800 V의 진짜 이득은 다음 절의 충전 시간과 케이블에 있다.

TI 인버터 손실 예산PW-800 TI가 150 kW 연속 출력(약 250 A rms, 역률 0.9)을 낼 때 SiC 스위치 6개의 손실은 전도 약 3 × 250² × 3.2 mΩ ≈ 0.6 kW와 스위칭 약 (6/π) × 10 kHz × 21 mJ × (354/400) ≈ 0.36 kW, 합 약 1 kW로 효율 약 99.3 %다. 같은 조건 IGBT는 전도 약 3 × (0.9 × 225 + 2 mΩ × 250²) ≈ 0.98 kW, 스위칭 약 (6/π) × 8 kHz × 110 mJ × 0.885 ≈ 1.5 kW로 약 2.5 kW(효율 약 98.4 %)다. 손실 1.5 kW 차이는 냉각수 65 °C에서 접합 온도 여유로 돌아오고(14장), 같은 냉각이라면 칩을 덜 쓰거나 피크 출력을 올릴 수 있다.

OBC·DC-DC·급속 충전과 800 V

차 안의 OBC(온보드 충전기)는 교류 계통에서 배터리를 채운다. PW-800 OB 모듈은 1단 토템폴 PFC(12장)와 2단 절연형 CLLC 공진 컨버터로 11 kW를 약 96 % 효율로 처리한다. 토템폴 PFC는 브리지 다이오드를 없애 효율을 올리는 대신 고속 레그가 하드 스위칭 CCM에서 상대 소자의 역회복을 겪으므로, 역회복이 거의 없는 GaN이나 SiC가 필요하다. CLLC는 양방향이라 V2G(차량→계통)도 된다. LDC는 고전압 배터리에서 12 V(또는 48 V) 저전압 계통을 만드는 2–4 kW 절연 DC-DC다.

DC 급속 충전기는 차 밖에 있어 OBC를 거치지 않고 배터리에 직류를 바로 넣는다. 충전 전력은 $P = V_{bat} I$ 이고, 커넥터·케이블의 전류는 열 때문에 약 500 A(공랭) 안팎에서 막힌다. 같은 전류라면 배터리 전압이 두 배인 800 V 차가 두 배의 전력을 받는다. 반대로 같은 전력이라면 전류가 절반이라 케이블·버스바의 $I^2R$ 손실이 1/4이고 구리 단면을 줄일 수 있다.

I = \frac{P}{V_{bat}}, \qquad P_{cable} = I^2 R_{cable} = \frac{P^2}{V_{bat}^2} R_{cable}, \qquad t_{10\to80\%} \approx \frac{0.7\,E_{bat}}{\bar{P}_{chg}}

여기서

R_{cable}

은 케이블·커넥터·차 안 배선의 왕복 저항,

E_{bat}

는 배터리 용량,

\bar{P}_{chg}

는 충전 곡선의 평균 전력이다. 실제 충전 곡선은 SOC가 오르면 셀 전압·온도 제약으로 전력이 줄어든다.

그림 17-3. 400 V와 800 V 플랫폼. 같은 전력에서 전류가 절반이라

I^2R

손실은 1/4, 같은 전류 한계에서 충전 전력이 두 배다. 충전 시간은 평균 충전 전력(충전 곡선의 70–80 % 수준)으로 어림했다. 800 V가 1200 V 소자를 요구한다는 점이 SiC 전환을 앞당긴 배경이다.

전력 단	토폴로지	소자와 주파수	효율 (대략)	소자 선택 이유
OBC PFC	토템폴 브리지리스 (3상은 6스위치)	650 V GaN/SiC 65 kHz + 저속 레그 Si	약 98.5–99 %	역회복 $Q_{rr}$ ≈ 0 (5·10장)
OBC DC-DC	CLLC 양방향 공진	1200 V SiC, 공진 ~200 kHz	약 97.5–98 %	ZVS로 고주파 → 변압기 소형화
LDC	위상 천이 풀 브리지·LLC + 동기 정류	1200 V SiC / 저압측 Si·GaN	약 95–96 %	낮은 출력 전압·큰 전류
급속 충전기	3상 비엔나·액티브 정류 + 절연 DC-DC 모듈 병렬	1200 V SiC 모듈, 20–100 kHz	약 95–96.5 %	넓은 출력 전압(200–1000 V), 고밀도

사양에서 소자로: 기술 선택 지도

"이 사양에는 무엇을 쓰나"라는 질문에 답하려면 손실과 비용을 같은 저울에 올려야 한다. 같은 소자 기술도 다이 면적을 키우면 전도 손실은 $1/A$ 로 줄지만 출력 커패시턴스 손실은 $A$ 에 비례해 늘고 가격도 $A$ 에 비례한다. 그래서 기술마다 최적 면적이 있고, 그 최적점끼리 비교해야 공정하다.

그림 17-4. 사양 → 정격 전압 → 주파수 → 비용의 선택 흐름. 앞의 두 단계는 후보를 거르고, 마지막 단계에서 최적 면적의 손실·비용으로 줄을 세운다. 단락 내량(SiC 2–3 µs, IGBT 6–10 µs), 공급망, 인증 이력처럼 숫자 하나로 안 되는 조건도 마지막 단계에 들어간다.

하드 스위칭 하프 브리지의 한 스위치 위치를 생각하자. 다이 면적 $A$ 에서 손실은 무릎 전압 항, 전도 항, 면적에 비례하는 커패시턴스 항, 전류에 비례하는 겹침·역회복 항의 합이다. 여기에 면적 단가를 더한 비용 지표를 최소화한다.

P_{loss}(A) = V_0 I + \frac{I^2 \rho_{sp}}{A} + f\left(\kappa A V^2 + \tau V I\right), \qquad J = c_A A + w\,P_{loss}, \qquad A^* = I\sqrt{\frac{w\,\rho_{sp}}{c_A + w f \kappa V^2}}

여기서

I = P/V

\rho_{sp}

는 비온저항(또는 IGBT의 미분 저항)·cm²,

\kappa

는 면적당 출력 전하 에너지 계수(

E_{oss} \approx \kappa A V^2

\tau

는 겹침과 역회복을 합친 유효 시간,

c_A

는 면적 단가,

w

는 손실 1 W의 가치(냉각 + 평생 전기료 + 배터리)다. 면적은 열유속 150 W/cm² 이하가 되도록 하한을 둔다. 비온저항은 단극 한계식(Si·SiC, 3장)과 슈퍼정션 곡선(6장), 측면 GaN의

R_{sh} L_d (L_d + L_0)

(9장)로 잡았다. GaN은 소자 하나의 전압 900 V·전류 약 120 A, Si SJ는 900 V, IGBT·SiC는 600 V 이상만 후보로 둔다.

SIMULATOR

기술 선택 지도: 버스 전압 × 스위칭 주파수

시스템 전력 사양 점: 버스 전압 사양 점: 주파수 손실 1 W의 가치 SiC 면적 단가 (Si 대비)

사양 점—

시스템 비용: 소자 값 vs 주변 절감

SiC MOSFET은 같은 정격의 Si IGBT보다 칩 값이 여러 배 비싸다. 그래도 전기차 인버터가 SiC로 넘어가는 이유는 소자 값의 증가를 시스템의 다른 곳에서 돌려받기 때문이다. 같은 주행 거리를 목표로 하면 인버터 효율 향상만큼 배터리를 줄일 수 있고, 손실이 줄면 냉각판·펌프가 작아지며, 스위칭 주파수를 올리면 수동 소자가 줄어든다. 반대로 SiC는 더 빠른 게이트 드라이버, 낮은 루프 인덕턴스 패키지(15장), dv/dt를 견디는 모터 절연을 요구해 비용이 더 붙는다.

그림 17-5. SiC 전환의 비용 흐름. 가장 큰 절감 항은 대개 배터리다. 배터리 셀 값이 kWh당 약 100달러 수준이면 1 kWh 절감이 소자 값 차이의 상당 부분을 메운다. 셀 값이 내려갈수록 이 논리는 약해지고, 대신 SiC 값도 웨이퍼 대구경화로 내려간다.

\Delta C_{net} = \underbrace{g\,E_{bat}\,c_{bat}}_{\text{배터리}} + \underbrace{\Delta P_{loss}\,c_{cool}}_{\text{냉각}} + \Delta C_{pas} - \underbrace{(k-1)\,C_{Si} - \Delta C_{drv}}_{\text{소자 증가}}

여기서

g

는 주행 거리 이득(같은 주행 거리라면 배터리 축소 비율),

E_{bat}

는 배터리 용량,

c_{bat}

는 kWh당 값,

\Delta P_{loss}

는 정격 연속 출력에서 줄어든 손실,

c_{cool}

은 손실 1 W당 냉각 계통 값,

k

는 Si 대비 SiC 전력 반도체 값 배수,

C_{Si}

는 Si IGBT 모듈 세트 값,

\Delta C_{drv}

는 게이트 드라이버·필터 추가 비용이다. 모든 값은 시장 상황에 따라 크게 움직이는 교육용 가정이다.

SIMULATOR

SiC 전환 손익 폭포 차트

SiC 값 배수 k Si 모듈 세트 값 주행 거리 이득 g 배터리 용량 셀 값 (kWh당)

소자 증가—

절감 합—

순 효과—

손익 분기 k—

냉각 절감은 정격 연속 출력 150 kW에서 효율 차

g

의 1/5만큼(사이클 이득보다 고부하 효율 차가 작다) 줄어든 손실에 1 W당 0.03달러, 수동 소자·부피 절감은 15달러, 드라이버·필터 추가는 25달러로 고정했다(모두 약). 해볼 것: ① 기본값에서 순 효과가 양수인지 보라. ② 셀 값을 kWh당 60달러로 내리면 손익 분기 배수가 얼마로 내려가는가? ③

g

= 5 %를 앞 절 시뮬레이터의 도심·고속도로 값으로 바꿔 보자. 주행 패턴이 비용 결론을 바꾼다.

태양광 인버터와 ESS: 가중 효율과 발전량

태양광 인버터는 하루 대부분을 정격보다 낮은 출력으로 돈다. 아침·저녁, 흐린 날에는 정격의 수–수십 %다. 그래서 정격 효율 하나로는 발전량을 말할 수 없고, 일사 분포로 가중한 가중 효율을 쓴다. 유럽 효율 $\eta_{EU}$ 는 일사가 약한 중부 유럽 기후, CEC 효율은 일사가 강한 미국 캘리포니아 기후로 가중치를 정했다.

\eta_{EU} = 0.03\eta_{5\%} + 0.06\eta_{10\%} + 0.13\eta_{20\%} + 0.10\eta_{30\%} + 0.48\eta_{50\%} + 0.20\eta_{100\%}

\eta_{CEC} = 0.04\eta_{10\%} + 0.05\eta_{20\%} + 0.12\eta_{30\%} + 0.21\eta_{50\%} + 0.53\eta_{75\%} + 0.05\eta_{100\%}

\eta_{x\%}

는 정격의

x

%에서의 효율. 효율 곡선은 손실을 세 항으로 나눈 모델

P_{loss}(p) = P_r(a_0 + a_1 p + a_2 p^2)

p = P/P_r

로 계산한다.

a_0

는 고정 손실(제어·드라이버·팬·

C_{oss}

손실),

a_1

은 전류에 비례하는 손실(스위칭, IGBT 무릎 전압),

a_2

는

I^2R

손실(온저항·필터 인덕터 권선)이다.

그림 17-6. 태양광 + ESS 하이브리드 인버터. 부스트 단이 최대 전력점(MPPT)을 추종하고, 인버터가 계통에 전류를 넣는다. 배터리 쪽 양방향 DC-DC는 낮에 남는 전력을 저장했다가 저녁에 내보낸다. 1500 V 시스템은 2레벨이면 2000 V 이상 소자가 필요해 1200 V 소자 3레벨 회로(13장)를 많이 쓴다.

SIMULATOR

효율 곡선, 가중 효율, 연간 발전량과 ESS 왕복 효율

소자·회로

스위칭 주파수 고정 손실 a₀ 정격 · 연간 비발전량

최고 효율—

η_EU · η_CEC—

100 kW 연간 손실 에너지—

ESS 왕복 효율 (50 % 부하)—

필터 인덕터 상대 부피—

곡선은 부하율에 따른 효율, 막대는 유럽 가중치(분홍)와 CEC 가중치(청록)다. 연간 손실은 100 kW 인버터에 비발전량(kWh/kWp·년)을 곱한 에너지에 (1 − η_EU)를 곱했다. ESS 왕복 효율은 충전·방전을 같은 변환기가 두 번 하는 것으로 보아 η² × 배터리 효율 0.95로 계산했다. 해볼 것: ① SiC 2레벨로 바꾸면 고부하 효율과 가중 효율이 함께 오른다. ② 고정 손실 a₀를 키우면 저부하 효율이 무너지고 η_EU가 η_CEC보다 더 떨어진다(유럽 가중치가 저부하를 더 센다). ③ 2레벨은 같은 주파수에서 전류 리플이 3레벨의 약 두 배라 필터에 불리하다. SiC로 주파수를 48–64 kHz까지 올리면 효율을 지키면서 필터 인덕터를 3레벨 16 kHz의 약 2/3–1/2로 줄일 수 있다.

1 %p의 값100 kW 스트링 인버터가 연간 1300 kWh/kWp를 발전하는 곳에 있으면 인버터를 통과하는 에너지는 연 약 130 MWh다. 가중 효율이 1 %p 오르면 연 약 1.3 MWh, 25년이면 약 33 MWh를 더 판다. 열이 줄어 팬과 방열판이 작아지고 커패시터·소자 온도가 내려가 수명이 늘어나는 효과(16장)는 덤이다.

데이터센터 전원: 48 V 사슬의 효율 곱

데이터센터에서 계통의 전력은 GPU·CPU 코어에 닿기까지 여러 단계를 거친다. 각 단의 효율이 곱해지므로, 단마다 97 %여도 다섯 단이면 86 %다. 80 PLUS 인증은 서버 PSU의 효율을 부하율 10·20·50·100 %에서 따지고, 가장 높은 Titanium 등급은 50 % 부하에서 약 96 %를 요구한다(230 V 내부 전원 기준). 랙 전력이 수십 kW를 넘으면서 랙 안의 배전 전압이 12 V에서 48 V(정확히는 약 54 V)로 올라갔다. 같은 전력에서 전류가 1/4이 되어 버스바 손실이 1/16이 되기 때문이다.

그림 17-7. 데이터센터 전원 사슬. 숫자는 단마다의 대표 효율(약)이다. 손실은 열이 되어 냉각 전력으로 한 번 더 비용을 낸다(PUE). 이 책의 PW-800 DC 모듈은 그림의 IBC 단(48 V → 12 V, 1 kW, 4상 GaN 벅)이다.

\eta_{chain} = \prod_k \eta_k(p_k), \qquad P_{bus} = I^2 R_{bus} = \left(\frac{P_{rack}}{V_{bus}}\right)^2 R_{bus}, \qquad E_{year} = 8760\,\text{h} \cdot P_{in}(1-\eta_{chain})\cdot \text{PUE}

단마다 손실을

P_{loss,k} = P_{r,k}(a_0 + a_1 p + a_2 p^2)

로 두고 출력 쪽에서 입력 쪽으로 거슬러 올라가며 각 단의 입력 전력을 구한다.

R_{bus}

는 랙 버스바·커넥터 왕복 저항, PUE는 냉각을 포함한 시설 전력/IT 전력 비(여기서는 1.3).

SIMULATOR

랙 전원 사슬: 단별 손실과 전체 효율

구조

IBC·VRM 소자

랙 IT 전력 부하율 (정격 대비) 버스바 저항

버스 전류—

사슬 효율—

총 손실—

연간 손실 (PUE 1.3)—

막대는 단별 효율, 아래 띠는 각 단의 손실 kW다. 정격(랙 IT 전력) 대비 부하율을 바꾸면 모든 단의 운전점이 함께 움직인다. 해볼 것: ① 12 V 버스에서 랙 전력을 100 kW 이상으로 올리면 버스바 전류가 8 kA를 넘고 손실이 폭증한다. 48 V는 같은 조건에서 1/16이다. ② IBC를 Si로 바꾸면 단 효율이 약 1 %p 떨어진다. 랙 하나에서는 작아 보여도 수만 랙이면 MW다. ③ 부하율 10 %에서는 고정 손실 때문에 모든 단의 효율이 떨어진다. 서버가 놀 때도 전원이 전기를 쓴다.

GaN 충전기: 주파수를 올리면 왜 작아지는가

65 W 노트북 충전기가 손바닥 반만 해진 것은 GaN 덕이라고들 한다. 정확히 말하면 GaN이 스위칭 주파수를 올려도 효율을 지킬 수 있게 해 주었고, 주파수가 오르면 변압기가 작아진다. 변압기의 면적 곱(코어 단면적 × 권선 창 면적) $A_p$ 는 처리 전력에 비례하고 주파수에 반비례한다.

A_p = A_e A_w = \frac{P_t}{K_f K_u B_{pk} J f}, \qquad V_{xfmr} \propto A_p^{3/4}, \qquad P_v = k\, f^{\alpha} B_{pk}^{\beta}\ (\alpha \approx 1.4,\ \beta \approx 2.5)

여기서

P_t

는 변압기 피상 전력(플라이백에서 약

2P

K_f

= 4(구형파),

K_u

≈ 0.3(창 점적률),

J

는 전류 밀도,

B_{pk}

는 자속 밀도 진폭,

P_v

는 페라이트 코어의 단위 부피 손실(슈타인메츠 식)이다. 주파수가 오르면 코어 손실 한계(여기서는 250 mW/cm³) 때문에

B_{pk}

를 낮춰야 하므로, 부피는

f^{-3/4}

보다 느리게 준다.

그림 17-8. 능동 클램프 플라이백(ACF) GaN 충전기(왼쪽, 간략)와 부피 구성(오른쪽). 주파수로 줄일 수 있는 것은 변압기·출력 커패시터·EMI 필터의 일부뿐이다. 벌크 커패시터(교류 반주기 동안 에너지를 버티는 홀드업)와 방열은 주파수와 무관하거나 오히려 손실과 함께 커진다.

스위칭 손실은 게이트 전하, 영전압 스위칭이 덜 된 만큼의 $E_{oss}$ , 턴오프 겹침의 합 $P_{sw} = f\,[Q_G V_{GS} + (1-\zeta) E_{oss} + \tfrac{1}{2} V I_{off} t_f]$ 이다( $\zeta$ 는 ZVS 완성도). GaN은 $Q_G$ 가 Si 슈퍼정션의 약 1/10이고 $E_{oss}$ · $t_f$ 도 작아, 같은 주파수에서 손실이 훨씬 적다(11장, 10장).

SIMULATOR

65 W 충전기: 스위칭 주파수 → 효율·부피·전력 밀도

스위칭 주파수

주 스위치

입력 전압

코어 손실 한계

효율—

손실 (스위칭 / 코어)—

B_pk · 변압기 부피—

전체 부피 · 전력 밀도—

위 그래프는 전력 밀도(W/cm³), 아래는 효율이다. 실선이 선택한 소자, 점선이 다른 소자, 세로선이 현재 주파수다. 해볼 것: ① GaN 300 kHz 근처에서 효율 약 93 %, 밀도 약 1.8–2 W/cm³(PW-800 GC)가 나온다. ② Si는 200 kHz 위에서 효율이 빠르게 떨어지고(1 MHz에서 약 89 %), 밀도도 약 1.8 W/cm³에서 꺾인 뒤 손실과 방열 부피 때문에 오히려 줄어든다. 같은 밀도라면 GaN 쪽이 손실이 1–3 W 작아 케이스가 덜 뜨겁다. ③ GaN도 1 MHz 위에서는 밀도가 더 오르지 않는다. 벌크 커패시터와 EMI 필터가 부피의 바닥을 정하고, 코어 손실 한계 때문에 자속 밀도를 계속 낮춰야 하기 때문이다. 코어 손실 한계를 올리면(더 좋은 페라이트·방열) 최적 주파수가 오른쪽으로 간다.

GC 충전기의 예산PW-800 GC 65 W는 약 300 kHz ACF, 650 V GaN(

R_{DS(on)}

약 150 mΩ,

Q_G

약 3 nC,

Q_{rr}

0)이다. 게이트 손실은

Q_G V_{GS} f

≈ 3 nC × 6 V × 300 kHz ≈ 5 mW로 무시할 만하고, 같은 일을 Si 슈퍼정션(

Q_G

약 25 nC, 12 V 구동)이 하면 약 90 mW다. 손실 약 5 W의 대부분은 정류 브리지, 1차 전도, 동기 정류, 변압기 권선이고, 주파수를 정하는 것은 이 고정 손실과 변압기 부피의 균형이다.

철도·풍력·산업 드라이브·HVDC

산업용 모터 드라이브(인버터)는 세계 전력의 큰 몫을 쓰는 펌프·팬·압축기를 가변 속도로 돌려 에너지를 아낀다. 400–690 VAC 계통에 1200–1700 V IGBT 모듈, 2–16 kHz가 표준이다. 단가와 단락 견고성(IGBT 6–10 µs, 11장)이 중요하고, 모터 케이블이 길어 높은 dv/dt가 반사파로 모터 단자 전압을 두 배 가까이 올리는 문제(13장) 때문에 SiC의 속도 이점이 오히려 부담이 되기도 한다. 철도 견인은 1.5–3 kV DC 가선이나 변압기 2차 측에서 3.3–6.5 kV IGBT를 쓰고, 해발 고도에 따라 커지는 우주선 고장률(16장) 때문에 전압 디레이팅이 크다. 3.3 kV SiC MOSFET이 무게·소음·손실을 줄이는 용도로 들어가기 시작했다. 풍력은 발전기 쪽과 계통 쪽 두 컨버터를 등을 맞대어 붙인(back-to-back) 구조로 수 MW를 처리하고, 바람에 따라 바뀌는 출력이 만드는 접합 온도 사이클이 수명을 정한다(14장).

HVDC는 수백 km 이상의 장거리·해저 송전과 비동기 계통 연계에 쓴다. 두 방식이 있다. LCC(전류형, 선로 전류 전환)는 8.5 kV급 대면적 사이리스터(7장)를 수십 개씩 직렬로 쌓은 밸브로 GW급을 가장 싸고 손실 적게 보낸다. 대신 무효 전력을 소비하고 약한 계통에는 못 붙는다. MMC(모듈형 멀티레벨 컨버터, 전압형)는 하프 브리지 서브모듈(IGBT 2개 + 커패시터) 수백 개를 직렬로 쌓아 각 서브모듈을 켜고 끄며 계단 모양 전압을 만든다. 계단이 촘촘해 필터가 거의 필요 없고, 서브모듈 하나는 낮은 주파수(약 100–200 Hz)로만 스위칭해 손실이 작다.

그림 17-9. 왼쪽: MMC 한 상. 상·하 암에 서브모듈(SM)이 N개씩 있고 암 인덕터가 순환 전류를 누른다. 가운데: 하프 브리지 SM은 S1이 켜지면 커패시터 전압을, S2가 켜지면 0을 내보낸다. 오른쪽: LCC 밸브의 직렬 사이리스터에는 누설 전류 편차를 메우는 DC 균압 저항과 턴오프 과도 동안 전압을 고르게 나누는 R–C 스너버가 붙는다.

N_{SM} = \left\lceil \frac{V_{dc}}{V_{SM}} \right\rceil (1 + r_{red}), \qquad v_{ac}(t) = \frac{V_{dc}}{N}\,\mathrm{round}\!\left(\frac{N}{2} m \sin\omega t\right), \qquad V_k = V_{valve}\frac{R_k \parallel R_g}{\sum_j R_j \parallel R_g}

MMC:

V_{dc}

는 극간 직류 전압(±400 kV면 800 kV),

V_{SM}

은 SM 커패시터 운전 전압(4.5 kV IGBT면 약 2.2–2.5 kV로 우주선 고장률 여유),

r_{red}

는 고장 SM을 우회하는 여유분,

N

은 암당 SM 수,

m

은 변조 지수다(최근접 레벨 변조). LCC: 밸브 하나에 걸리는 전압을 직렬 사이리스터들이 누설 저항

R_k

와 균압 저항

R_g

의 병렬 값 비율로 나눈다. 누설은 온도와 개체에 따라 수십 % 흩어진다.

SIMULATOR

HVDC: MMC 서브모듈 수와 고조파 · 사이리스터 직렬 균압

방식

극간 직류 전압

MMC 소자

LCC: 누설 편차 LCC: 균압 저항 R_g / R_leak

소자 수—

레벨 수 · THD—

반도체 손실 (변환소당, 약)—

LCC 최대 / 평균 전압—

MMC 모드: 한 주기의 계단 출력 전압(파랑)과 이상 사인파(점선), 그리고 이산 푸리에 변환으로 구한 50차까지의 THD. SM 여유분은 8 %로 두었다. 손실은 SM마다 늘 한 소자가 암 전류를 나르는 전도 손실(온 전압 약 2.6 V)과 SM당 약 150 Hz 스위칭 손실로 어림했다. LCC 모드: 극마다 6펄스 브리지 두 개를 직렬(12펄스)로 둔다고 보아 밸브 하나가 막는 전압을

V_{valve} \approx (\pi/3)(V_{dc}/4)

로 어림하고, 사이리스터 수는 정격 8.5 kV × 이용률 0.6으로 정했다. 막대는 소자별 분담 전압, 붉은 선이 정격이다. 해볼 것: ① ±320 kV(640 kV) MMC에서 레벨이 수백 개라 THD가 1 % 아래다. 전압을 20 kV로 내리면 레벨이 줄어 THD가 커진다. ② SiC 10 kV SM은 SM 수를 반 이하로 줄인다. ③ LCC에서 균압 저항을 없애면(오른쪽 끝) 누설이 작은 소자에 전압이 몰려 정격을 넘는다.

시장과 공급망, 그리고 다음 세대 소재

전력 반도체 시장은 연 수백억 달러 규모로, 그중 SiC와 GaN의 몫이 빠르게 커지고 있다(정확한 수치는 조사 기관마다 크게 다르다). 성장을 끄는 것은 전기차(SiC), 충전 인프라와 재생 에너지(SiC·IGBT), 소비자 충전기와 데이터센터 전원(GaN)이다. 반도체 산업 전체의 구조는 ChipIndustryBook 시장 장에서, 팹 자체가 쓰는 전력은 InfraBook 전력 장에서 볼 수 있다.

그림 17-10. SiC 소자 공급망과 원가 구성. 기판이 병목이자 가장 큰 원가라서, 150 mm에서 200 mm로의 전환(웨이퍼당 다이 수 약 1.8배)과 결함 밀도 감소가 SiC 값을 내리는 가장 큰 손잡이다(2장, 8장). GaN-on-Si는 Si 팹과 200 mm(일부 300 mm) 기판을 그대로 쓸 수 있어 원가 구조가 다르다.

다음 세대 후보는 SiC·GaN보다 밴드갭이 더 넓거나 구조가 다르다. 바리가 성능 지수 $\mathrm{BFOM} = \varepsilon \mu E_c^3$ 이 클수록 같은 항복 전압에서 단극 한계 온저항이 작다. 하지만 지수만 보면 함정이 있다. 같은 온저항을 더 작은 다이로 얻으면 같은 손실을 더 좁은 면적에서 빼내야 하고, 열전도가 나쁜 재료는 칩 안에서 온도가 오른다.

R_{on,sp} = \frac{4\,BV^2}{\varepsilon \mu E_c^3}, \qquad A = \frac{R_{on,sp}}{R_{on}}, \qquad \Delta T_j \approx \frac{P}{A}\left(\frac{t_{sub}}{k} + R_{th,pkg}''\right)

여기서

R_{on}

은 목표 온저항,

A

는 필요한 활성 면적,

t_{sub}/k

는 칩 기판(두께/열전도)의 면적 열저항,

R_{th,pkg}''

는 다이 접합·기판·냉각의 면적 열저항(여기서는 0.3 K·cm²/W로 고정)이다. 이 장에서는 열 퍼짐을 무시한 1D 근사를 쓴다(14장).

SIMULATOR

다음 세대 소재: 단극 한계와 열 병목

항복 전압 목표 온저항 전도 손실 Ga₂O₃ 기판 박형화(20 µm) + 윗면 냉각

R_on,sp 한계 (mΩ·cm²)—

필요 면적 (mm²)—

ΔT_j (K)—

위 그래프는 다섯 재료의 단극 한계 직선(로그-로그, 기울기 2)과 현재 항복 전압(세로선), 아래 막대는 같은 온저항·손실에서의 접합 온도 상승이다(점선 = 100 K, 300 K 이상은 잘림). 실제 소자는 채널·기판·종단 때문에 한계보다 온저항이 크므로 면적은

A = k_{real} R_{on,sp}/R_{on}

로 잡았다(실현 계수 Si 1.2, SiC·GaN·Ga₂O₃ 5, 다이아몬드 20). 100 K를 넘으면 ΔT 100 K에 필요한 면적도 함께 적었다. 재료 상수는 CONTRIBUTING 표의 대표값(Ga₂O₃

E_c

8 MV/cm는 이론값, 다이아몬드는 도핑 활성화 문제로 실제 소자가 한계에서 멀다)이다. 해볼 것: ① 1.2 kV에서 Ga₂O₃는 SiC보다 필요 면적이 약 1/7이지만 ΔT는 10배 넘게 크다. 같은 손실이 좁은 면적에 몰리는 데다 열전도(0.1–0.27 W/cm·K)까지 낮아 기판 열저항이 더해진다. 결국 면적을 열 때문에 다시 키워야 해 BFOM의 이점이 줄어든다. 박형화·윗면 냉각을 켜면 기판 몫이 줄어든다. ② 10 kV 이상에서는 Si·SiC의 단극 한계가 급격히 나빠져 다이아몬드·Ga₂O₃의 이점이 커진다. ③ GaN 선은 수직 GaN(GaN 기판)의 한계다. 측면 GaN-on-Si는 여기서 벗어나 650 V 근처에 머문다.

후보	장점	과제	먼저 들어갈 곳 (예상)
200 mm SiC, 트렌치 SiC MOSFET	원가 하락, 채널 저항 감소	기판 결함, 트렌치 바닥 산화막 전계	트랙션, 충전기, 태양광 전반
고전압 SiC (3.3–10 kV MOSFET, 15 kV+ SiC IGBT)	MMC·고체 변압기의 직렬 수 감소	바이폴라 열화, 두꺼운 에피, 패키지 절연·부분 방전	철도, 중전압 드라이브, 고체 변압기
수직 GaN (GaN 기판)	측면 소자의 전압 한계를 넘는 1.2 kV+ 단극, 애벌런치	GaN 기판 값·크기, 선택적 p형 도핑	1200 V 고주파 응용
β-Ga₂O₃	큰 $E_c$ , 용융 성장으로 싼 대구경 기판 가능	p형 없음, 매우 낮은 열전도	고전압 쇼트키·MOSFET, 저전류 고전압
다이아몬드, AlN/AlGaN	가장 큰 $E_c$ ·열전도(다이아몬드)	도펀트 활성화(깊은 준위), 웨이퍼 크기	연구 단계, 극한 환경
모놀리식 GaN 집적	드라이버 + 하프 브리지 한 칩, 기생 감소	p형 GaN 논리 성능, 열	충전기, 48 V 변환, 모터 드라이브(소형)

PW-800 한 대를 이 책의 장으로800 V 배터리에서 TI 인버터는 1200 V를 막아야 하고(1·3장), 그 내압을 10 µm 드리프트층으로 얻는 것이 SiC의 임계 전계다(2장). 가장자리 JTE(4장)와 MOSFET 셀(6·8장)이 2.5 mΩ·cm²를 만들고, 바디 다이오드가 데드 타임 200 ns를 넘긴다(5장). 이중 펄스 시험에서 잰 12 mJ + 8 mJ(10장)는 +18/−4 V 드라이버와 15 nH 루프(11·15장)의 결과다. SVPWM 10 kHz(13장)가 만드는 약 1 kW 손실이 0.12 K/W를 지나 접합 온도를 올리고(14장), 그 온도의 사이클이 수명 15년을 정한다(16장). 이 장은 그 한 대를 주행 사이클과 비용으로 다시 본 것이다.

핵심 정리

응용은 정격 전압(버스의 약 1.5–2배), 전력, 스위칭 주파수로 갈린다. 저전압·고주파는 Si 트렌치·GaN, 650 V급 고주파는 GaN·SiC, 1200 V 이상 kW–MW는 SiC와 IGBT, GW급 HVDC는 IGBT·사이리스터 직렬이다.
트랙션 인버터의 SiC 이득은 피크 효율이 아니라 주행 사이클 적분에서 나온다. 무릎 전압이 없고 스위칭 에너지가 약 1/5이라 경부하에서 차이가 크며, WLTP형에서 주행 거리 약 5 %, 도심에서는 더 크다.
800 V는 같은 전력에서 전류를 반으로 줄여 $I^2R$ 를 1/4로, 같은 전류 한계에서 충전 전력을 두 배로 만든다. 1200 V 소자가 필요하다는 조건이 SiC 전환을 앞당겼다.
기술 선택은 최적 다이 면적 $A^* = I\sqrt{w\rho_{sp}/(c_A + wf\kappa V^2)}$ 에서의 손실·비용 비교다. 손실의 가치가 크고 주파수가 높을수록 넓은 밴드갭이, 손실이 싸고 주파수가 낮을수록 Si IGBT가 이긴다.
SiC의 높은 소자 값은 배터리·냉각·수동 소자 절감으로 돌려받는다. 결론은 셀 값, 주행 패턴, SiC 값 배수에 민감하다.
태양광 인버터는 일사 분포로 가중한 η_EU·η_CEC로 평가한다. 고정 손실은 저부하, $I^2R$ 는 고부하 효율을 깎고, 1 %p는 수십 년 발전량으로 큰 돈이 된다.
데이터센터 전원은 단별 효율의 곱이다. 12 V → 48 V 배전은 버스바 손실을 1/16로 줄이고, GaN IBC·VRM이 고주파에서 효율과 높이를 지킨다.
GaN 충전기는 주파수를 올려 변압기를 줄이지만, 벌크 커패시터·EMI 필터·코어 손실 한계 때문에 전력 밀도에는 최적 주파수가 있다.
HVDC LCC는 사이리스터 직렬 밸브(균압 저항·스너버), MMC는 하프 브리지 서브모듈 수백 개의 계단 파형이다. SM 수는 $V_{dc}/V_{SM}$ 이고, 고전압 SiC는 그 수를 줄인다.
SiC 원가의 가장 큰 항은 기판이며 200 mm 전환과 결함 감소가 값을 내린다. Ga₂O₃·다이아몬드·수직 GaN은 BFOM이 크지만 열전도·p형 도핑·기판이 과제다.

확인 퀴즈

1. 같은 인버터를 WLTP형 주행 사이클과 120 km/h 정속 주행에서 비교하면 SiC의 주행 거리 이득이 WLTP형에서 더 큰 가장 큰 이유는?

IGBT 전도 손실은

V_0 \bar{|i|}

항 때문에 작은 전류에서도 비례로 남고, 스위칭 에너지가 SiC의 약 5배다. 경부하에서 출력 대비 손실 비율이 커지므로 사이클 평균 효율 차가 벌어진다. 고속 정속은 전류가 크고 고르게 흘러 두 기술 모두 효율이 높다.

2. 200 kW를 400 V 대신 800 V로 충전하면 케이블 저항(4 mΩ)에서의 손실은?

400 V에서 I = 500 A, P = 500² × 0.004 = 1.0 kW. 800 V에서는 250 A라 250² × 0.004 = 0.25 kW. 전류가 반이면

I^2R

는 1/4이다.

3. 비용 지표 $J = c_A A + wP_{loss}$ 로 소자를 고를 때, 손실 1 W의 가치 $w$ 가 매우 작고 주파수가 낮은 1200 V 응용에서 이기기 쉬운 소자는?

w

가 작으면 손실보다 면적 단가가 지배하고, 낮은 주파수에서는 IGBT의 꼬리 손실이 문제되지 않는다. 면적 단가가 낮은 Si IGBT가 이긴다. 산업용 드라이브가 여전히 IGBT를 많이 쓰는 이유다. GaN과 SJ는 1200 V 후보가 아니다.

4. 태양광 인버터의 고정 손실(제어·팬·대기 전력)이 늘었다. η_EU와 η_CEC 중 더 크게 떨어지는 것은?

고정 손실은

a_0/p

꼴로 저부하 효율을 깎는다. 유럽 가중치는 5–30 % 점에 32 %를 주지만 CEC는 10–30 %에 21 %를 주고 5 % 점이 없다. 그래서 η_EU가 더 민감하다.

5. 랙 전력 50 kW, 버스바 왕복 저항 0.1 mΩ에서 12 V 배전 대신 48 V 배전을 쓰면 버스바 손실은?

12 V: I ≈ 4,170 A, I²R ≈ 1.74 kW. 48 V: I ≈ 1,040 A, I²R ≈ 0.11 kW. 전압 4배 → 전류 1/4 → 손실 1/16.

6. GaN 충전기의 스위칭 주파수를 300 kHz에서 2 MHz로 올렸는데 전력 밀도가 거의 오르지 않았다. 가장 그럴듯한 이유는?

A_p \propto 1/(B_{pk} f)

인데

P_v \propto f^{1.4} B^{2.5}

를 한계 아래로 두려면

B_{pk}

가

f^{-0.56}

으로 줄어

A_p

는 대략

f^{-0.44}

로만 준다. 게다가 홀드업용 벌크 커패시터와 방열 부피는 그대로이거나 손실과 함께 는다.

7. ±400 kV(극간 800 kV) MMC를 SM 전압 2.2 kV인 4.5 kV IGBT 서브모듈로 만들 때 암 하나에 필요한 SM 수(여유분 제외)는 대략?

암 하나는 극간 전압 전체를 감당할 수 있어야 하므로 N ≈ 800 kV / 2.2 kV ≈ 364개다. 변환소 전체로는 6암 × 약 364 ≈ 2,200개에 여유분이 더해진다.

8. 1.2 kV급 β-Ga₂O₃ 단극 소자가 단극 한계로는 SiC보다 면적을 크게 줄이는데도 실제 칩에서 어려움을 겪는 주된 이유는?

Ga₂O₃의

E_c

(이론 약 8 MV/cm)와 BFOM은 크지만 열전도가 0.1–0.27 W/cm·K로 SiC(약 3.7)의 수십분의 1이다. 같은 손실이 더 작은 면적에서 나오면 열유속이 커지고 기판 열저항도 커 ΔT가 크다. p형이 없어 JBS·초접합·IGBT 구조도 어렵다.